Recherche automatique de stations – Affichages numériques

Recherche automatique de stations – Affichages numériques

I – Recherche automatique de stations

Ces circuits de recherche d’accord sont basés sur des principes très différents de ceux classiques, utilisés pour obtenir la tension de commande des diodes varicap. Celles-ci permettent l’accord de l’oscillateur local et des circuits d’entrée des tuners.

En fait, au lieu d’utiliser un montage potentiomètrique, la tension d’accord est obtenue au moyen d’un circuit logique complexe. D’une part, il reçoit l’information numérique relative au canal sur lequel on désire effectuer l’accord et, d’autre part, vérifie la valeur exacte de la fréquence de l’oscillateur local en la comparant avec la fréquence fixe de référence.

Le schéma synoptique de principe du système est donné à la (figure 1) .

Au moyen d’un clavier de commande, qui peut être celui du téléviseur ou de la télécommande, on pointe vers une case de mémoire ROM (mémoire dans laquelle on ne peut effectuer que la lecture) contenant par exemple le numéro du canal désiré.

La mémoire fournit l’information numérique, constitué par un mot d’un certain nombre de bits qui grâce au convertisseur digital / analogique (D / A) est converti en une tension continue, utilisée pour polariser les diodes varicap du tuner.

A ce stade, il convient de s’assurer que l’oscillateur local du tuner fonctionne exactement sur la fréquence correspondant au canal désiré.

Pour cela, la fréquence de l’oscillateur est comparée à celle d’un oscillateur à quartz dans un comparateur de phase.

Si l’oscillateur local ne génère pas exactement la fréquence voulue, le comparateur délivre une tension d’erreur qui, envoyée au convertisseur D / A, corrige de manière appropriée la tension d’accord.

Pour que le système fonctionne, il faut que l’oscillateur local du tuner soit du type VCO (Voltage Controlled Oscillator : c'est-à-dire oscillateur commandé par une tension continue). Ceci est le cas lorsque l’accord des différents circuits résonnants est obtenu au moyen de diodes à capacité variable (varicap).

Puisqu’il n’est pas possible de couvrir toute la gamme de fréquences utilisées par la télévision avec un seul circuit résonnant, la mémoire ROM fournit également un signal de commutation de bande (bande I, III ou IV et V) pour la commande des diodes de commutation du tuner.

Enfin, il convient que l’utilisateur ait une indication visuelle du canal sur lequel le téléviseur est réglé.

A cet effet, l’information fournie par la mémoire ROM est envoyée à un circuit de commande de l’indicateur de canal, qui peut être un dispositif afficheur à segments ou bien le cathoscope du téléviseur.

Nous allons examiner deux types fondamentaux de circuits dont dérivent pratiquement tous les autres, il convient de donner des précisions sur le fonctionnement des circuits bouclés, qui permettent de stabiliser la fréquence de l’oscillateur en la comparant à la fréquence fixe d’un quartz.

A) Circuit PLL

Le sigle PLL est l’abréviation de Phase Locked Loop (boucle à verrouillage de phase). Il désigne un circuit bouclé qui permet de régler la fréquence d’un oscillateur de type VCO. Il compare la phase du signal fourni avec celle d’un signal de référence. Le schéma synoptique est illustré dans la (figure 2) .

La boucle est constituée par la liaison qui sort de l’oscillateur, passe à travers le comparateur de phase, l’amplificateur filtre passe bas et se referme sur l’oscillateur lui-même.

Le comparateur de phase est constitué par un circuit OU EXCLUSIF suivi d’un filtre passe bas comme le montre la (figure 3 a) .

Le circuit logique OU EXCLUSIF délivre à sa sortie le niveau logique 1 quand les signaux d’entrée sont à des niveaux logiques différents (l’un à 0, l’autre à 1) et le niveau logique 0, quand les deux signaux d’entrée sont égaux (0 ou 1).

Tenant compte des propriétés du circuit OU EXCLUSIF, on peut facilement déduire quel sera le signal de sortie, quand les entrées sont constituées de deux ondes rectangulaires déphasées d’un certain angle.

Dans la (figure 3 b) est représenté le cas où les tensions rectangulaires d’entrée fo et fq sont déphasées de = 90°. Le signal de sortie Vu, prend alors la forme indiquée dans cette figure. Il est constitué d’une série d’impulsions rectangulaires, dont la valeur moyenne Vp, obtenue en sortie du filtre intégrateur passe bas, correspondant à 50% de la tension représentant le niveau logique 1.

Si maintenant le signal fo arrive plus tôt, exemple = 45° (ce qui signifie que l’oscillateur VCO accélère, c'est-à-dire que sa fréquence tend à augmenter), les impulsions de sortie Vu (figure 3 c) deviennent plus étroites.

Dans ce cas, la tension moyenne Vp, obtenue en sortie du filtre, correspond à 25% de la tension représentant le niveau logique 1.

La tension continue Vp peut alors commander la fréquence de l’oscillateur. Elle est utilisée comme tension de polarisation de la diode d’accord de celui-ci.

Comme nous venons de le voir, Vp diminue quand la fréquence augmente. Une diminution de la tension appliquée sur la varicap provoque une augmentation de la capacité de celle-ci, d’où une diminution de la fréquence de l’oscillateur qui revient à la valeur correcte.

Evidemment, le contraire se produit si la fréquence de l’oscillateur tend à diminuer.

En faisant varier la phase, la tension Vp peut donc prendre toutes les valeurs comprises entre zéro et le niveau logique 1, qui généralement correspond à 5 volts.

Etant donné que la tension de polarisation Vp des diodes d’accord peut varier de 0,5 à 30 volts, il convient d’introduire dans la boucle un amplificateur de tension continue, alimenté avec une tension très stable.

Le circuit de la (figure 2) permet de synchroniser la fréquence de l’oscillateur avec celle du quartz. Mais comme celle-ci est fixe, il ne se prête pas au cas particulier de l’accord d’un téléviseur. L’oscillateur local et tous les autres circuits accordés du tuner doivent couvrir la gamme complète utilisée pour les émissions télévisées.

A cet effet, le circuit de la (figure 2) doit être modifié, comme indiqué dans la (figure 4) , par adjonction de deux diviseurs de fréquences qui divisent dans les rapports entiers N et Nq les fréquences de l’oscillateur VCO et celle du quartz.

Ce procédé permet de faire fonctionner le comparateur de phase à une fréquence beaucoup plus basse que celle du quartz. Ainsi la fréquence fo de l’oscillateur est différente de la fréquence fq du quartz.

Maintenant le circuit corrige la fréquence de l’oscillateur jusqu’à rendre non pas fo égale à fq, mais fo / N égale à fq / Nq, donc la relation entre les deux fréquences sera :

fo = (1)

Il est ainsi possible d’obtenir une valeur quelconque de fo avec une fq fixe, en choisissant de manière appropriée les rapports N et Nq des deux diviseurs.

Ce rapport doit être un nombre entier et en conséquence on ne peut pas faire varier l’accord de manière continue, mais uniquement par paliers successifs.

Généralement, seul N est rendu variable, tandis que Nq est maintenu fixe. Il convient de préciser que la fréquence fo citée jusqu’à présent n’est pas directement la fréquence de l’oscillateur local. Celle-ci peut atteindre des valeurs de l’ordre de 800 MHz et, pour éviter le transport de fréquences aussi élevées, à l’intérieur du tuner et, à proximité de l’oscillateur, on effectue une division de cette fréquence par No (dans notre exemple No = 64). La relation (1) devient :

fo = N x (2)

La (figure 4bis) représente l’organigramme du système PLL. Le comparateur de phase est généralement prévu pour travailler à une fréquence de quelques kilohertz. En partant d’un quartz de quatre MHz (valeur courante), nous pouvons déterminer Nq. Si nous imposons 2 kHz comme fréquence de travail du comparateur, nous obtenons :

Nq = = 2000 kHz

Puisque les diviseurs sont obtenus par la mise en cascade de bascules qui divisent par deux, un tel système ne peut fournir qu’un facteur de division correspondant à un nombre entier et, de plus, égal à une puissance de deux.

Ce n’est pas le cas du nombre 2000, mais la valeur la plus proche se trouve être : 2048 = . En conséquence, le diviseur Nq est constitué de onze bascules en cascade.

Le diviseur No est obtenu par le même procédé, la valeur choisie arbitrairement, de 64 soit nous conduit à une cascade de six bascules pour ce diviseur. Désormais, nous avons défini No, Nq et fq. En reportant leurs valeurs dans la relation (2), celle-ci devient :

fo = N x = N x = N x 0,125 MHz (3)

Si N prend la valeur 1, fo = 0,125 MHz. Ceci représente la fréquence minimum de l’oscillateur local. Dans le cas où N a une toute autre valeur, si on ajoute 1 à cette valeur, l’écart de fréquence correspond à ces deux valeurs de N est : 0,125 MHz.

- = 50 fo1 = 6,25 MHz

- = 50 + 1 fo2 = 6,375 MHz

Nous reparlerons par la suite de cette valeur de quand nous aborderons l’explication de l’accord fin sur une émission.

Il faut, à présent déterminer avec plus de précision les limites de N, car de celles-ci dépend la plage de fréquence à capter. Pour cela, il faut connaître les fréquences de la bande télévision UHF à recevoir, soit pour le canal 21 :

- 476,25 MHz : fréquence porteuse vision

- 476,75 MHz : fréquence porteuse son

et pour le canal 69 :

- 855,25 MHz : fréquence porteuse vision

- 860,75 MHz : fréquence porteuse

D’autre part, il faut connaître les valeurs des fréquences intermédiaires à obtenir par battement entre la fréquence incidente et celle de l’oscillateur local soit :

- FI vision : 38 MHz

- FI son : 32,5 MHz

Dans le standard décrit, on obtient la FI en soustrayant de l’oscillateur local la fréquence de la porteuse, ou fréquence incidente (montage supradyne). Ainsi, avec un seul oscillateur local, on réalise, par battement avec les porteuses vision et son, les deux FI : fo = fs + FIs = fv + FIv

- fo = fréquence de l’oscillateur local

- fs = fréquence porteuse son

- FIs = fréquence intermédiaire son

- fv = fréquence porteuse vision

- FIv = fréquence intermédiaire vision

On peut désormais déterminer les limites de fonctionnement de l’oscillateur local. Fréquence minimum de l’oscillateur local (pour le canal 21) :

- 471,25 MHz + 38 MHz = 509,25 MHz

- 476,75 MHz + 32,5 MHz = 509,25 MHz

Fréquence maximum (pour le canal 69) :

- 855,25 MHz + 38 MHz = 893,25 MHz

- 860,75 MHz + 32,5 MHz = 893,25 MHz

En reportant ces valeurs dans la relation (3), nous tirons les limites de N qui permettront d’obtenir les fréquences de l’oscillateur local.

Pour le canal 21 : 509,25 MHz = N x 0,125 MHz, N = = 4 074

Pour le canal 69 : 893,25 MHz = N x 0,125 MHz, N = = 7 146

D’où : 4 074 < N < 7 146

Il reste maintenant à déterminer la variation minimum de N pour passer d’un canal au suivant. Toujours dans le standard pris en exemple, l’espacement entre canaux est de 8 MHz soit une variation identique de fréquence de l’oscillateur local. De la relation (3), on tire :

= = = 64

Les valeurs limites de N sont définies ainsi que l’échelon minimum que peuvent prendre ces valeurs pour changer de canal. Nous décrivons par la suite comment on réalise N. Dans la pratique, on rencontre aussi pour la valeur de No : 256.

B) Diviseurs par N

Pour réaliser un circuit en mesure d’effectuer la division de la fréquence de l’oscillateur par le nombre entier N, on doit recourir à des compteurs constitués de bascules bistables, qui disposent d’entrées spéciales permettant de programmer le nombre N désiré.

Un exemple de ce type de compteur est représenté par le circuit intégré SN 74 191 dont le schéma synoptique est illustré à la (figure 5) . Il s’agit d’un compteur équipé de quatre bascules JK montées en diviseur par seize.

Pour diviser le signal arrivant à l’entrée CLOCK par un nombre différent de seize, il suffit d’appliquer aux entrées D, C, B, A, un nombre binaire de quatre bits représentant le nombre N.

Si par exemple, on veut diviser par N = 5, on aura D = 0, C = 1, B = 0 et A = 1, on obtient ainsi le nombre binaire 0101 qui correspond bien au nombre décimal 5.

Dans le cas présent, le diviseur doit travailler en décompteur (compte à rebours). Après cinq impulsions à l’entrée, les bascules se trouveront dans la position zéro et on aura une impulsion fin de comptage à la sortie.

Pour rendre le fonctionnement périodique, il convient que le compteur se remettre automatiquement sur la position N chaque fois qu’il atteint la position zéro.

A cet effet, la sortie impulsion fin de comptage est reliée extérieurement à une entrée chargement des données. En appliquant une impulsion négative à cette entrée (le petit cercle sur cette entrée signifie que c’est le niveau 0 qui est actif), le nombre N présent sur les entrées D, C, B, A, est automatiquement chargé dans le compteur.

Le circuit intégré dispose également d’une commande de comptage ou décomptage. Avec le niveau logique 1, il décompte (sens 15 vers 0), avec le niveau 0, il compte (sens 0 vers 15).

Avec le comptage, on peut également obtenir la division par un nombre différent de seize. En appliquant le nombre cinq aux entrées D, C, B, A, il compte de 5 à 15, donc il effectue une division par 15 – 5 = 10.

En conclusion, le circuit intégré SN 74 191 divise par N quand il compte à rebours (décomptage) et par 15 – N, quand il compte en avant (comptage).

Pour mieux comprendre comment fonctionne ce circuit, le schéma est donné à la (figure 6) . Il s’agit d’un schéma simplifié illustrant le fonctionnement en mode décomptage synchrone.

Cette condition de fonctionnement est obtenue lorsque les entrées CLOCK des bascules B, C, D, sont reliées aux sorties des bascules précédentes.

Pour que les bascules commutent quand le signal est appliqué à l’entrée CLOCK, les entrées J et K doivent être portées au niveau logique 1. Ceci est réalisé par le circuit NOT (g) dont l’entrée constitue la commande validation. En mettant cette entrée à la masse (niveau logique 0), toutes les entrées J et K sont donc à l’état 1.

Les portes NAND à 2 entrées (d, c, b, a et d’, c’, b’, a’) servent à charger le nombre N présent aux entrées D, C, B, A. Chacune des portes à une entrée reliée à la sortie du circuit NOT (h) dont l’entrée reçoit l’information de chargement des données délivrées par la porte AND à quatre entrées (e) et la porte NAND à deux entrées (f).

Lorsque l’entrée du circuit NOT (h) est portée au niveau logique 1, toutes les portes NAND (d, c, b, a, d’, c’, b’, a’) ont une entrée à l’état logique 0.

Les sorties sont donc toutes à l’état 1. Dans ces conditions, les entrées C(CLEAR) et P (PRESET) des quatre bascules JK se trouvent à l’état 1, permettant à chacune des bascules de commuter lorsque le signal appliqué à leur entrée respective (CLOCK) passe de l’état 1 à l’état 0.

Par contre, lorsque la porte NOT (h) reçoit un 0 logique, toutes les portes NAND ont une entrée à l’état 1. Comme il s’agit de portes NAND, la sortie prend l’état inverse de celui de la seconde entrée.

Ainsi pour A = 1, on a la sortie de (a) au niveau 0 et puisque cette sortie est appliquée à la seconde entrée de (a’), la sortie (a’) prend l’état logique 1.

En conséquence, les entrées P et C de la bascule A se trouvent respectivement aux niveaux 0 et 1 et la bascule A est remise dans la position Qa = 1 et a = 0. La même situation s’observe pour la bascule C (si l’entrée C = 1), alors que les bascules B et D sont dans l’état inverse Qb et Qd = 0, b et d = 1 (si B et D = 0).

Le compteur est donc dans la position N = 5, comme représenté à la (figure 7) , où après l’impulsion de chargement appliquée à l’instant t0 on a a = 0, b = 1, c = 0 et d = 1.

A cet instant, l’entrée chargement des données passe au niveau 1 et les bascules peuvent commuter et commencer le décomptage jusqu’à 0.

Dans la (figure 7) , sont représentées, en fonction du temps, les formes d’ondes présentes aux différentes entrées du compteur. Après l’instant t0, le premier front négatif du signal d’entrée (CLOCK) modifie l’état de la bascule A, dont la sortie passe de 0 à 1 : le compteur prend alors la position correspondant au nombre quatre.

Après le second front négatif, a bascule de 1 à 0 et fait ainsi basculer B, b passe de 1 à 0, fait à son tour basculer C, dont la sortie c passe de 0 à 1 et donc ne fait pas basculer D. Le compteur se trouve alors dans la position correspondant au nombre trois.

Les basculements continuent de cette façon jusqu’à l’arrivée du 5^ème front négatif. Le compteur passe alors de la position correspondant au nombre 1 à celle correspondant au nombre 0 pour lequel toutes les entrées se trouvent au niveau logique 1.

A cet instant, on obtient une impulsion à la sortie du compteur. Il suffit d’appliquer les sorties à une porte AND à quatre entrées (e) pour avoir à la sortie de celle-ci le niveau logique 1 lorsque et seulement si les entrées atteignent le niveau logique 1 (figure 7 sortie e) .

Pour que le comptage continue, il est maintenant nécessaire de rétablir le compteur en mode automatique. Ceci est fait au moyen d’une porte NAND (f) aux deux entrées de laquelle sont appliqués respectivement le signal d’entrée et la sortie de la porte (e).

De cette façon après le 5^ème front, une entrée de la porte (f) et plus précisément celle reliée à la sortie de la porte (e) se trouve au niveau 1 et des qu’arrive le front positif P du signal CLOCK à l’instant t1 (figure 7) l’autre entrée est portée à l’état 1 donc la sortie est portée au niveau 0.

Il suffit alors de relier la sortie de la porte (f) avec l’entrée chargement des données pour remettre le compteur au nombre N. Des que ceci se produit, les sorties ne se trouvent plus toutes au niveau 1, en conséquence la sortie de la porte (e) retourne au niveau 0 et celle de la porte (f) au niveau 1, portant également à ce niveau l’entrée chargement des données. Le compteur peut alors reprendre son comptage à rebours de N vers 0.

A la sortie du compteur, utilisé comme diviseur, on a une impulsion toutes les N impulsions d’entrée, par conséquent la fréquence fs de sortie est égale à la fréquence fe d’entrée divisée par N.

Les valeurs de N qui interviennent dans les circuits d’accord atteignent, pour les canaux les plus hauts de la gamme UHF, des valeurs comprises entre 7 000 et 8 000.

Cela signifie que pour exprimer ces chiffres en code binaire, treize bits sont nécessaires (avec treize bits il est possible de représenter tous les nombres compris entre 1 et = 8 192), il convient donc d’utiliser un compteur constitué par treize bascules. Le fonctionnement d’un tel compteur et la programmation du nombre N restent cependant identiques.

C) Accord entièrement digital

Un exemple d’accord entièrement digital est illustré dans le schéma synoptique de la (figure 8) . Dans ce cas, il suffit de frapper sur le clavier de commande le numéro du canal pour que le téléviseur soit accordé sur celui-ci (ce clavier peut être placé sur le téléviseur ou sur la télécommande).

Comme il peut être nécessaire de pratiquer des petites retouches à l’accord, il est prévu une commande de réglage fin d’accord, qui permet de faire varier en plus ou en moins la fréquence de l’oscillateur par sauts ( ).

Cette valeur de dépend des valeurs choisis pour No, Nq et fq comme on le voit dans le schéma de la (figure 8) , nous y retrouvons les valeurs utilisées dans l’exemple précédent soit = 0,125 MHz qui correspond au saut minimum de fréquence de l’oscillateur, quand on fait varier le nombre N d’une unité.

Désirant à présent obtenir un accord fin qui permet d’explorer toute l’amplitude du canal de 8 MHz par sauts de 0,125 MHz, il convient de disposer de 8 / 0,125 = 64 sauts, c'est-à-dire que le nombre N doit pouvoir varier de 64 unités, ou mieux doit pouvoir être augmenté de 32 unités et diminué d’autant, si l’on désire obtenir une variation symétrique en plus ou en moins de la valeur nominale.

Pour éviter en pratique de devoir faire une addition ou une soustraction, on peut également obtenir une variation en plus ou en moins faisant en sorte que, en condition d’accord nominal, le circuit de l’accord fin fournisse le nombre N’’ = 32, dans ces conditions, le nombre N est obtenu toujours comme la somme de N’ donné par la mémoire ROM et de N’’, c'est-à-dire N = N’ + N’’. Naturellement, la mémoire ROM devra à présent fournir non pas N directement mais : N – 32.

En faisant varier N’’ de 32 à 63, on augmente N de 31 unités égales à une augmentation de la fréquence de l’oscillateur de 31 x 0,125 MHz tandis qu’en diminuant de 32 à 0, on réduit N de 32 unités, la fréquence diminue alors de 32 x 0,125 MHz = 4 MHz.

Puisqu’en code binaire le nombre 63 est donné par 1 1 1 1 1 1, le circuit d’accord fin doit fournir un nombre de 6 bits, il comprend 6 bascules qui, en condition de repos, c'est-à-dire quand on met en marche le téléviseur, doivent fournir le nombre 32, c'est-à-dire 1 0 0 0 0 0 .

Pour faire varier l’accord, il suffit alors d’agir sur la touche + ou - pour faire varier des sauts en avant ou en arrière et faire varier N’’ d’une unité chaque fois que la touche est enfoncée.

Les 6 bits qui forment N’’ sont envoyés au sommateur (figure 8) et sont ajoutés au nombre N’ fourni par la mémoire ROM. On obtient le nombre N, utilisé pour réajuster le diviseur programmable comme on l’a vu précédemment.

Le nombre N doit être formé par 13 bits et N’ aussi. La mémoire ROM doit donc fournir des mots de 13 bits, plus un autre de 3 bits pour sélectionner la bande dans laquelle se trouve le canal.

Ce mot de 3 bits est envoyé directement au tuner pour le positionnement sur la bande voulue, utilisant par exemple la convention suivante :

- 001 VHF bande I

- 010 VHF bande III

- 100 UHF bande IV et V

Dans le cas de l’exemple de la (figure 8) , la mémoire ROM contient 100 mots de 13 bits, ce qui signifie que l’utilisateur peut choisir parmi 100 canaux, en interrogeant la mémoire avec le nombre compris entre 0 et 99. En général, les nombres suivants sont utilisés :

- 2 à 12 pour les canaux VHF européens

- 13 à 20 pour les canaux italiens (A à H)

- 21 à 69 pour les canaux UHF

- Les nombres restants sont affectés aux canaux spéciaux existants dans certains pays équipés de la distribution par câble.

Le numéro du canal est exprimé en code B C D, donc avec quatre bits pour le chiffre des dizaines et quatre bits pour celui des unités.

Le nombre N’ fourni par la mémoire ROM est donné par la fréquence fo de l’oscillateur (égal à la fréquence fv de la porteuse vision, augmentée de la valeur FI de la fréquence intermédiaire) divisée par et diminuée de 32.

De ce nombre, il convient de ne prendre que la partie entière en tenant compte que = 0,125 MHz et 1 / 0,125 = 8, la formule qui donne N’ est :

N’ =

Dans cette formule, les fréquences fv et FI doivent être exprimées en MHz. Par exemple, pour accorder le téléviseur sur le canal 30, on appuie sur les touches 3 et 0 du clavier, ce dernier fournit à la mémoire ROM les deux chiffres en code B C D, c'est-à-dire 0 0 1 1 et 0 0 0 0

Puisque, pour le canal 30, on a fv = 543,25 MHz, la mémoire ROM délivrera :

N’ = = = 4 618

Le circuit d’accord fin fournit s’il n’a pas été actionné, N’’ = 32. Ces deux nombres exprimés en code binaire sont envoyés au sommateur qui effectue :

N’ 4 618 1 0 0 1 0 0 0 0 0 1 0 1 0

N’’ 32 1 0 0 0 0 0

N 4 650 1 0 0 1 0 0 0 1 0 1 0 1 0

Avec N = 4 650, la fréquence de l’oscillateur sera maintenue à :

fo = N x = 4 650 x 0,125 = 581,25 MHz

En agissant sur la commande de l’accord fin, N’’ peut varier de 0 à 63, ce qui fait varier N entre 4 618 et 4 681 et fo entre 577,25 MHz et 585,130 MHz par bonds de 0,125 MHz.

Le canal 30, étant dans la bande UHF, la mémoire ROM fournit également la combinaison binaire 100 pour commuter le tuner sur la bande IV / V.

D) Accord de type digital / analogique

Un autre exemple d’accord n’étant pas effectué entièrement par un système digital est représenté dans le schéma synoptique de la (figure 9) .

Dans ce cas, la partie digitale du circuit sert uniquement à effectuer un accord approximatif portant la fréquence de l’oscillateur à la valeur voulue (par exemple à moins de 1 MHz de celle-ci). A ce point intervient la partie analogique du circuit qui consiste en un CAF (contrôle automatique de fréquence) classique, inséré à la sortie de l’amplificateur à fréquence intermédiaire et en mesure d’intervenir sur la fréquence de l’oscillateur jusqu’à ce que la valeur de la FI vidéo prenne exactement la valeur de 38 MHz.

Ce système présente quelques avantages comparativement au précédent : en fait, il est en mesure d’exécuter correctement l’accord sans avoir à recourir à une commande de l’accord fin actionné par l’utilisateur, de plus, si pendant le fonctionnement du téléviseur il se manifeste des dérives de l’accord des circuits de fréquence intermédiaire (comme cela se produit avec l’échauffement des composants céramiques des filtres FI) celles-ci sont automatiquement compensées en corrigeant la fréquence de l’oscillateur.

La correction de la dérive n’était par contre pas possible avec le circuit précédent purement logique, sinon en intervenant manuellement sur l’accord fin. A noter cependant que, généralement, la dérive thermique des filtres céramiques de bonne qualité peut être au maximum de l’ordre de 50 kHz et donc bien tolérée même si elle n’est pas compensée, car elle provoque une altération tolérable de l’image reçue.

Dans l’exemple de la (figure 9) , l’accord digital approximatif n’est pas obtenu avec un circuit à verrouillage de phase (PLL), mais est basé sur un principe différent. En fait, les deux fréquences, divisées de manière appropriée par les nombres fixes No = 256 (obtenu avec huit bascules) et Nq = 8 192 (obtenu avec treize bascules) ne sont pas comparés directement entre elles.

Comme on le voit dans le schéma (figure 9) , la fréquence du quartz sert à générer une impulsion de durée Tp parfaitement constante et égale à 2 048 (correspondant à la période de la fréquence de 488,2125 Hz obtenue en divisant par 8 192 la fréquence de 4 MHz du quartz) utilisée pour commander une porte placée avant le compteur.

De cette façon, le compteur enregistre le nombre d’oscillations qui lui parviennent dans l’intervalle Tp donné par la formule :

N = x Tp

Puisque dans le cas considéré No = 256 et Tp = 2 048 , si l’on présume que la fréquence de l’oscillateur fo est arrondie au MHz, à la fin du comptage, le compteur devrait indiquer le nombre entier donné par :

N = (fo) x 8 = (fv + FI) x 8, la fréquence est exprimée en MHz.

Si l’on choisit le mode décomptage et en programmant au départ la valeur N (en pratique, il s’agit du même circuit vu précédemment), on obtiendra les résultats suivants :

a) Indication nulle du compteur (reste R = 0) si le nombre d’oscillations comptées coïncide avec le nombre N programmé

Dans ce cas, la fréquence produite par l’oscillateur diffère de moins de 1 MHz de la valeur voulue, donc le compteur émet une impulsion sur la liaison de sortie centrale marquée R = 0. Cette impulsion commute le générateur de la tension de polarisation des diodes d’accord sur le circuit CAF.

La tension d’accord est ainsi formée de la tension fournie par le générateur plus celle fournie par le CAF, qui régule la fréquence de l’oscillateur à la valeur exacte d’accord.

b) Indication positive du compteur (reste R > 0) quand le nombre d’oscillations comptées n’atteint pas la valeur N pré-établie

Dans ce cas, le compteur fournit une impulsion sur la liaison de sortie indiquée R > 0 qui agissant sur le générateur, fait augmenter la tension de polarisation Vp et en conséquence augmente la fréquence de l’oscillateur, qui était évidemment inférieure à la valeur voulue. Le procédé se répète jusqu’à ce que la situation (a) se vérifie, c'est-à-dire que la sortie du compteur devienne nulle.

c) Indication négative du compteur (reste R < 0) quand le nombre des oscillations comptées est supérieur à la valeur N

Dans ce cas, le compteur émet une impulsion sur la liaison inférieure indiquée R < 0, dont l’action est de faire diminuer la tension Vp et en conséquence, fait diminuer la fréquence de l’oscillateur. Ce procédé se répète jusqu’à ce qu’on atteigne la condition (a).

Le nombre N est encore fourni par une mémoire ROM, interrogée en tapant, sur le clavier de commande, le numéro du canal désiré. Comme on le voit dans la (figure 9) , la mémoire ROM utilisée contient 80 mots de 10 bits (donc possibilité de choix de 80 canaux).

Le fait qu’à présent 10 bits soient suffisants au lieu de 13, est du à l’approximation au mégahertz de la fréquence de l’oscillateur pour laquelle N est donné par la formule : N = N’ x 8.

Si avec N’, on indique la partie entière (c'est-à-dire arrondie à 1 MHz) du nombre qui représente la fréquence de l’oscillateur exprimée en MHz, il suffit alors que la mémoire ROM donne N’ (avec seulement 10 bits, car N’ ne dépasse jamais 1 024 = ), car la multiplication par 8 dans le système binaire s’effectue en décalant le nombre de trois rangs vers les puissances de poids plus élevés et en affectant un 0 aux poids les plus faibles.

En fait, comme dans le système décimal, ajouter un zéro signifie multiplier par 10, dans le système binaire ajouter un zéro signifie multiplier par 2 donc ajouter 3 zéro signifie multiplier par 2 x 2 x 2 = 8.

Dans le cas du canal 30, fo = 582,15 MHz, on a N’ = 582 et N = N’ x 8 = 582 x 8 = 4 656 qui, en code binaire sont représentés respectivement par 1 0 0 1 0 0 0 1 1 0 et 1 0 0 1 0 0 0 1 1 0 0 0 0 .

Comme on le voit, ils ne différent que par les trois derniers bits, il suffit que la mémoire ROM donne les dix premiers bits. En observant la (figure 9) , on note que la mémoire ROM ne fournit aucune indication sur la bande dans laquelle se trouve le canal requis.

Ceci est du au fait que l’on peut obtenir une commutation automatique de la bande, basculant sur la bande supérieure (c'est-à-dire de la I à la III ou de la III à la IV / V) quand la tension Vp tend à dépasser le maximum de la valeur prévue, c'est-à-dire 30 volts, ou bien basculant sur la bande inférieure (de la IV / V à la III ou de la III à la I) quand Vp tend à devenir inférieur à la valeur minimum prévue, c'est-à-dire 0,5 V.

Si par exemple le tuner se trouve sur la bande III et que l’on désire le canal 30 qui est dans la bande IV / V, le compteur continuera à faire augmenter Vp. Mais, même quand celle-ci aura atteint sa valeur maximum, la fréquence de l’oscillateur n’aura pas atteint la valeur voulue pour laquelle la sortie du compteur est à zéro, ce qui tend à porter Vp à une valeur supérieure à 30 volts. A ce moment, on commute sur la bande IV / V et la tension Vp redescend jusqu’à obtenir le reste = 0 à la sortie du compteur.

Ce circuit qui effectue cette commutation automatique est commandé directement par la tension Vp et est généralement inclus dans le tuner, donc il n’est pas représenté dans la (figure 9) .

II Recherche automatique et mémorisation des programmes

Pour faciliter encore plus les opérations de l’utilisateur, des circuits intégrés appropriés ont été conçus. Ils effectuent la recherche automatique de tous les émetteurs présents dans la région et mettent en mémoire les données relatives à ces émetteurs pour les retrouver par la suite.

Le procédé de recherche automatique peut être varié, suivant le type d’accord adapté, c'est-à-dire s’il est digital ou non. Ces deux cas seront examinés séparément.

A) Recherche automatique avec accord digital

Le schéma synoptique de la (figure 10) est relatif au dispositif de recherche automatique et mémorisation des programmes pour téléviseurs avec accord digital des deux types examinés.

Dans ce cas, le principe sur lequel est fondé le fonctionnement est d’accorder le téléviseur de manière automatique, successivement sur tous les canaux prévus contenus dans la mémoire ROM, en s’arrêtant chaque fois qu’est présent un émetteur fournissant un signal suffisant pour avoir une bonne réception.

Puisque cette recherche nécessite un certains temps et est faite en analysant successivement tous les canaux, elle se prête mal à être utilisée quand on veut simplement passer d’un programme à l’autre.

Donc, il est prévu une mémoire RAM, contenant seize registres. Les canaux relatifs aux émetteurs trouvés pendant la recherche automatique pourront ainsi être rappelés rapidement en appuyant sur l’une des seize touches du clavier. Cette opération n’exclut pas la possibilité d’obtenir un canal au moyen de son numéro.

Pour mettre en route ce système, il suffit d’appuyer sur la touche appropriée du clavier de commande, lançant ainsi le programme contenu dans le circuit de recherche automatique (figure 10) .

La recherche s’effectue en partant du canal le plus bas et en montant progressivement jusqu’à ce que le système reçoive une fréquence correspondant à une émission télévisée.

Ce signal est normalement amplifié par le circuit FI, détecté et envoyé à un circuit de reconnaissance.

Ce dernier reçoit, en outre, une information fournie par le régulateur automatique de sensibilité (RAS). Si la tension reçue est suffisante pour une réception correcte, le circuit de reconnaissance procède à l’analyse du signal qui lui est envoyé par les circuits de détection, pour s’assurer qu’il s’agit bien effectivement d’un signal de télévision et non d’une porteuse étrangère.

La reconnaissance est faite sur la base de la présence des signaux de synchronisation de ligne ou de trame qui se manifestent toutes les 64 ou toutes les 20 ms. S’ils sont présents, le circuit de reconnaissance envoie un signal d’arrêt au circuit de recherche qui stoppe l’exploration des canaux.

Au moyen d’une autre touche, il est alors possible de mémoriser, dans un des registres de la mémoire RAM, les données correspondant au canal reçu, y compris celles relatives à l’accord fin, le cas échéant. La recherche automatique peut être à nouveau démarrée.

On peut donc ainsi mémoriser seize canaux différents, qui peuvent être rappelés très facilement en appuyant sur les numéros sous lesquels ils ont été mémorisés. Il est à noter que pour maintenir les données dans la mémoire RAM, celle-ci doit être alimentée même quand le téléviseur est éteint. A cet effet, le circuit de mémoire est alimenté, soit par une petite alimentation autonome reliée directement au secteur, soit par une batterie longue durée.

B) Recherche automatique avec accord électronique

Dans le cas de téléviseurs à accord électronique non numérique, la recherche automatique et la mémorisation des programmes peuvent être faîtes comme indiqué dans le schéma synoptique de la (figure 11) . La principale différence réside dans le fait qu’à présent il n’y a pas de mémoire ROM contenant les données relatives aux canaux.

Pour effectuer l’exploration de chaque bande, il convient de disposer d’une tension à rampe (c'est-à-dire une simple dent de scie) variable d’environ 0,8 à 30 volts pour la polarisation des diodes d’accord. Elle est obtenue avec des circuits digitaux de la manière suivante :

Deux compteurs A et B, chacun de douze bits (figure 11) formé de douze bascules, dont les sorties Q sont reliées aux deux entrées d’un circuit qui compare les deux nombres A et B délivrés par les compteurs et qui fournit à sa sortie le niveau logique 0 quand A est supérieur à B ou le niveau 1 quand A est plus petit que B.

Supposons que l’on veuille faire avancer manuellement le compteur B en agissant sur la touche appropriée, de manière à ce que le nombre qu’il indique soit par exemple égal à 512.

Si au compteur A on envoie les impulsions obtenues par un oscillateur à quartz (par exemple à 4 MHz), il comptera ainsi sans interruption le nombre A présent à sa sortie Q de zéro jusqu’à 4 095 (correspondant aux douze sorties Q toutes au niveau logique 1) et à la 4 096éme impulsion reviendra à zéro recommençant le cycle.

La sortie du comparateur est donc au niveau 1 jusqu’à ce que le compteur A atteigne le nombre 512, valeur programmée sur le compteur B, puis passera au niveau 0 et y restera jusqu’à la 4 096éme impulsion, comme représenté dans la (figure 12 a) .

Les impulsions de sortie du comparateur ont donc la durée de 512 impulsions de clock et se répètent à intervalles de 4 096 impulsions de clock, leur valeur moyenne, par rapport à la valeur maximum correspondante à la valeur logique sera m = 512 / 4 096 = 0,125.

En terme de temps, la fréquence de clock étant de 4 MHz, égale à une période de 0,25, la durée de l’impulsion de sortie est de 512 x 0,25 = 1 024.

Si le compteur B est positionné sur la valeur 3 072 en reprenant les mêmes raisonnements, on arrive à la conclusion que les impulsions de sortie du comparateur ont la durée de 3 072 impulsions de clock, c'est-à-dire de 768 : donc la valeur moyenne sera m = 3 072 / 4 096 = 0,75 (figure 12 b) .

Les impulsions de sortie du comparateur sont envoyées à un filtre passe bas suivi d’un amplificateur (figure 11) , qui fait correspondre le niveau logique 1 à la tension maximum d’accord (30 volts).

Dans le premier cas (m = 0,125), la tension d’accord sera de : Vp = 0,125 x 30 = 3,75 volts alors que dans le second (m = 0,75), nous obtiendrons une tension Vp égale à 0,75 x 30 = 22,5 volts.

Nous voyons que, en faisant avancer le compteur B, la tension Vp croît par paliers successifs. Comme le compteur B peut compter de 0 à 4 095, la tension Vp augmente de 30 / 4 095 = 0,73 mV chaque fois que le compteur augmente d’une unité.

Pour obtenir l’exploration automatique de toute une bande, il suffit de faire avancer régulièrement le compteur B en lui envoyant des impulsions sur son entrée.

Par exemple, on peut utiliser les impulsions de clock divisées par un circuit approprié.

Ainsi en divisant la fréquence du quartz par 2 048, on obtient des impulsions à une cadence égale à : 4 MHz / 2 048 = 1,953125 kHz pour laquelle le nombre B est incrémenté d’une unité chaque 512 (correspondant à la période des impulsions à 1,953125 kHz). Toute la bande est alors explorée en 512 x 4 096 = 2 097 152 , c'est-à-dire environ 2,1 s.

La durée de l’exploration dépend donc du nombre choisi comme diviseur, plus il est élevé plus l’exploration est lente.

Il est à noter que la tension d’accord en pratique croît de manière uniforme et non par paliers, car le filtre à la sortie du comparateur ne permet pas de brusques sauts de la tension Vp.

L’exploration de la bande se fait, de l’extrémité inférieure vers l’extrémité supérieure, on peut également faire l’exploration en sens inverse. Ceci est possible, en faisant décompter le compteur B, dont la valeur de sortie descendra jusqu’à zéro puis recommencera de 4 095.

A ce point, il convient que l’exploration de la bande s’arrête quand elle rencontre un émetteur.

Le principe de fonctionnement du système d’arrêt est encore semblable à celui vu précédemment pour l’accord digital / analogique, et ne diffère que par quelques détails.

Comme dans le cas précédent, l’impulsion d’arrêt (stop) est donnée par un circuit de reconnaissance du signal, commandé par la tension RAS, pour assurer une amplitude suffisante du signal reçu et, par la tension du circuit CAF, pour assurer l’accord correct. Le contrôle de la présence des impulsions de synchronisation de lignes (ou de trames) est de plus toujours indispensable pour être certain qu’il s’agit d’un signal de télévision.

Pour voir comment fonctionne le système d’arrêt et d’accord fin du téléviseur, il convient de se reporter à la (figure 13) . Dans cette figure est représentée la courbe de réponse du discriminateur qui fournit la tension CAF.

Supposons que la fréquence de l’oscillateur du tuner soit augmentée progressivement et qu’elle soit voisine de la valeur correcte de l’accord d’une émission (par exemple s’approche de la valeur fo = 581,25 MHz relative au canal 30, donc la porteuse vision a la valeur fv = 543,25 MHz). Au fur et à mesure que fo augmente, la valeur de la fréquence intermédiaire FI augmente aussi et s’approche de la valeur nominale de 38 MHz.

Quand la valeur de la fréquence intermédiaire dépasse 33 MHz environ, le discriminateur commence à fournir une tension positive, qui croît rapidement (figure 13) jusqu’à atteindre un maximum puis redescend plus lentement pour atteindre la valeur zéro quand la porteuse vision se trouve à la valeur de 38 MHz (point zéro).

Quand la tension diminue et traverse le seuil de basculement (point H figure 13) , l’impulsion d’arrêt est générée. Dans le cas de validation de la part du circuit de reconnaissance, l’impulsion d’arrêt fait basculer le commutateur I (figure 11) interrompant le comptage de B ainsi que l’augmentation de la tension Vp, ce qui arrête l’exploration.

Si le procédé de recherche automatique s’arrête à cet instant, le téléviseur n’est pas parfaitement accordé sur l’émetteur : l’intervention du circuit CAF est encore nécessaire pour parfaire l’accord.

Cette action ultérieure du CAF s’effectue toujours au moyen du compteur B, commandé à travers le convertisseur analogique / digital (A / D). Celui-ci, convertit la tension continue qui lui est envoyée par le discriminateur en impulsions, dont la cadence est proportionnelle à la valeur de la tension.

De cette façon, des que l’impulsion d’arrêt apparaît (point H), la tension du discriminateur a la valeur d’environ 1 volt et la fréquence des impulsions produites par le convertisseur A / D est d’environ 10 Hz.

Le compteur B continue alors de progresser, mais très lentement, la fréquence des impulsions étant très basse, la tension Vp continue à augmenter, la fréquence de l’oscillateur continue de s’approcher lentement de la valeur exacte d’accord et la fréquence intermédiaire de la porteuse vision se rapproche de 38 MHz.

La tension continue de diminuer, ainsi que la fréquence des impulsions, l’accord varie de plus en plus lentement. Quand on atteint le point 0 (accord correct), la tension du discriminateur s’annule, le convertisseur ne fournit plus d’impulsion, le compteur s’arrête sur une valeur B fixe et la tension d’accord est maintenue à la valeur correcte.

Si la porteuse vision dépasse la valeur correcte de 38 MHz (figure 13) ,la tension recommence à croître mais à présent avec une polarité négative, le convertisseur A / D se remet à émettre des impulsions, qui cependant, font compter B à rebours, ce qui fait diminuer la tension ramenant la fréquence FI à sa valeur correcte.

Le circuit CAF fonctionne ainsi de manière à ramener à l’état initial l’accord chaque fois qu’il tend à s’écarter de la position correcte, soit en raison de la dérive thermique du récepteur, soit en raison de la dérive de fréquence de l’émetteur.

Si la recherche se fait par exploration de la gamme partant de l’extrémité supérieure, la fréquence intermédiaire se rapprochera de la valeur correcte depuis des valeurs plus élevées. Comme on le voit dans la (figure 13) ,la tension CAF commence à se manifester quand la FI devient inférieure à environ 43 MHz et l’impulsion d’arrêt est émise quand on atteint le point K. Puis le processus continue comme nous l’avons vu, avec l’intervention du convertisseur A / D.

Ayant atteint ainsi automatiquement l’accord exact sur un émetteur, l’utilisateur n’a plus qu’à appuyer sur une des seize touches du clavier pour mémo